Differentiaalikaskadi

Kokeneet kirjoittajat eivät ole vielä tarkistaneet sivun nykyistä versiota, ja se voi poiketa merkittävästi 25. kesäkuuta 2022 tarkistetusta versiosta . tarkastukset vaativat 2 muokkausta .

Differentiaaliaste [1] , myös differentiaalivahvistin [2] [3] , balansoitu vaihe , rinnakkaisbalansoitu porras [1] , katodikytketty kaskadi tai emitterikytkentäkaskadi [4] - elektroninen vahvistuskaskadi , muodostuu symmetrisesti liittämällä kaksi piiriä , joissa on yhteinen emitteri , yhteinen lähde tai yhteinen katodi . Aktiivisten laitteiden differentiaaliparin emitterit ( lähteet , katodit ) on kytketty ja kytketty yhteiseen vakaaseen virtalähteeseen . Kaskadin lähtösignaalit ovat suoraan kahden kollektorin virtoja ( nielut , anodit ) tai niihin kytkettyjen kuormien jännitteitä. Ihanteellinen differentiaaliporras vahvistaa vain tulojensa väliin syötetyn jännitteen (differentiaalisignaali), eikä reagoi tulojännitteiden yhteiseen komponenttiin (yhteismuotoinen signaali) - siten porras vaimentaa molempiin tuloihin samanaikaisesti vaikuttavien ulkoisten sähkömagneettisten häiriöiden vahvistusta. .

Differentiaaliaste ei ole ainoa mahdollinen differentiaalivahvistinpiiri . Differentiaalivahvistimen tuloaste voi olla esimerkiksi perinteinen tai push-pull-emitteriseuraaja , jota ohjataan samanaikaisesti tulolla ja lähdöllä. Kuitenkin vain differentiaaliaste tarjoaa symmetriaa invertoivien ja ei-invertoivien tulojen välillä, pienimmän mahdollisen esijännitteen tulojen välillä ja on paljon lineaarisempi kuin yksipäiset transistoriasteet [5] [6] . Tämä on DC-jännitevahvistimen pääpiiri , joka on kytketty suoraan signaalilähteeseen ilman kytkentäkondensaattoreita ja muuntajia [7] . Ulkoisen vahvistusportaan ja tasonsiirtimen lisääminen tekee siitä yksinkertaisen operaatiovahvistimen , emitteriseuraajan lisääminen tekee siitä tarkkuusjänniteseuraajan [ ⇨ . Differentiaaliasteen pohjalta rakennetaan komparaattorit , jännitekertojat , modulaattorit ja demodulaattorit , nopeat emitterikytketyt logiikkapiirit [7] .

Historiallinen tausta

1930-luvun alussa sähköfysiologisten lääketieteellisten laitteiden suunnittelijat tarvitsivat muuntajattomia, erittäin herkkiä [comm. 1] tasajännitteisten ja aliäänitaajuuksien differentiaalivahvistimet , jotka pystyvät tehokkaasti vaimentamaan yhteismuotoisia häiriöitä [10] . Ainoa keino muuntaa differentiaali tai balansoitu sähköinen signaali yksivaiheiseksi signaaliksi tuolloin oli erotusmuuntaja . Muuntajat ovat luotettavia, eivät vaadi ulkoista tehoa, vaimentavat hyvin yhteismuotoisia häiriöitä, mutta eivät pohjimmiltaan pysty siirtämään tasavirtaa tulosta lähtöön eivätkä käytännössä sovellu biologisille signaaleille ominaisten infraäänitaajuuksien siirtämiseen - EKG ja aivoaivokäyrät [10] . Ratkaisu ongelmaan - muuntajaton differentiaalikaskadi - kehitettiin samanaikaisesti useiden suunnittelijoiden toimesta 1930-luvulla [10] .

Vuonna 1934 Brian Matthews keksi "biologisen vahvistimen", joka perustui pariin tyhjiötriodeihin; hänen laitteensa oli hyvä vahvistamaan differentiaalisignaaleja, mutta huonosti vaimentamaan yhteismoodin kohinaa [10] . Vuonna 1936 Alan Blumlein patentoi differentiaalivaiheen, jossa oli yhteinen katodivastus, joka on suunniteltu vahvistamaan videosignaalia [10] ; se oli Blumlein, joka antoi differentiaalikaskadille sen englanninkielisen nimen long-taled pair (kirjaimellisesti "pari [triodeja], joilla on pitkä häntä" [katodivastus]). Vuonna 1937 Franklin Offner keksi Blumleinista riippumatta samanlaisen piirin ja täydensi sitä takaisinkytkentäpiirillä, joka vaimenti yhteismuotoisen signaalin vahvistuksen, ja Otto Schmitt ehdotti differentiaalista kaskadia pentodeille [10] ja julkaisi yksityiskohtaisen kuvauksen Schmitt trigger - epälineaarinen elementti, joka perustuu differentiaaliseen kaskadiin [11] . Blumleinin, Offnerin ja Schmittin piirit eivät kyenneet vahvistamaan tasajännitettä; Jan-Friedrich Tönnies [10] [12] ehdotti vuonna 1938 ensimmäistä täysimittaista DC - differentiaalivahvistinta , jossa on bipolaarinen syöttö ja korkea yhteisen katodivastuksen resistanssi . Samana vuonna Otto Schmitt kuvaili differentiaalivaiheen käytön ominaisuuksia vaiheinvertterina ; vuonna 1941 Schmitt julkaisi yksityiskohtaisen analyysin piiristä ja ehdotti sen muunnelmaa kahdella virtalähteellä (katodivastukset) [13] [comm. 2] . Toisen maailmansodan aikana differentiaalikaskadia alettiin käyttää logiikkapiireissä ja analogisissa laskentalaitteissa sotilaallisiin tarkoituksiin [14] ; 1940-luvun lopulla tyhjiöputkien differentiaalikaskadien laskentateoria ja menetelmät olivat valmiit [15] .

Toimintaperiaate. Tärkeimmät ominaisuudet

Kaksi identtistä differentiaaliparin transistoria tai triodia syötetään yhteisellä virralla [comm. 3] , ulkoisen lähteen antama - sen roolina voi toimia aktiivinen virtalähde tai riittävän suuren resistanssin vastus . ${\displaystyle 2I_{0))$

Jos sama ohjausjännite [comm. 4] , jota kutsutaan in - vaiheiseksi , niin molempien varsien lähtökollektorivirrat ovat yhtä suuret [comm. 5] . Tasa-arvo säilyy kaikilla yhteismuotoisen jännitteen arvoilla, joilla molemmat transistorit toimivat aktiivisessa tilassa [16] . Ihanteellisessa vaiheessa yhteismuotoisen jännitteen muuntamisen kaltevuus kahden haaran virroiksi (portaat, joissa on virtaulostulot) ja yhteismuotoisen jännitteen vahvistus (jännitevahvistuksen vaiheille) ovat täsmälleen nolla [16] . Todellisissa kaskadeissa yhteisen virtalähteen sisäinen resistanssi synnyttää yhteismuotoisen signaalin vähäisen vahvistuksen (tarkemmin sanoen kulkua tai vuotoa) vahvistuksella -10 -4 - -1 [16] . $U_{b1}=U_{b2}=U_{cm}$ $I_{c1}=I_{c2}\noin I_{0}$ $G_{cm}=dI_{c1}/dU_{cm}=dI_{c2}/dU_{cm}$ $K_{cm}=dU_{c1}/dU_{cm}=dU_{c2}/dU_{cm}$

Jos jännitteet transistorien kannoissa eivät ole yhtä suuret, eli differentiaalinen komponentti asetetaan yhteismuotoisen jännitteen päälle , kokonaisvirta jaetaan uudelleen transistorien kesken. Yksi niistä, jonka kantaan on kytketty suurempi ohjausjännite (ottaen huomioon transistorien napaisuuden), sieppaa suurimman osan kokonaisvirrasta [16] . Pienillä arvoilla kaskadi on erittäin lineaarisesti ohjattu virtalähde - differentiaalinen jännite-virta- muunnin, jonka muunnosjyrkkyys on täsmälleen sama kuin kunkin transistorin ominaiskäyrä valitussa toimintapisteessä : ${\näyttötyyli U_{cm))$ ${\displaystyle u_{d}=U_{b1}-U_{b2))$ ${\näyttötyyli u_{d))$ ${\displaystyle G_{d))$ $S_{0}$

I_{c1}=I_{0}+u_{d}S_{0}/2

;

I_{c2}=I_{0}-u_{d}S_{0}/2

;

{\displaystyle i_{d}=I_{c1}-I_{c2}=u_{d}S_{0))

;

{\displaystyle G_{d}=i_{d}/u_{d}=S_{0))

Jos jännite-virta-muunnoksen kaltevuus olisi vakio, niin toinen transistoreista katkaisisi 100% kokonaisvirrasta ja toinen sulkeutuisi. Lineaarisen vahvistusalueen, jota kutsutaan leikkausaukoksi ( ), rajoilla tapahtuisi jyrkkä siirtyminen signaalin amplitudileikkaukseen ( leikkaukseen ) [18] . Todellisissa vahvistimissa kaltevuus ei pysy muuttumattomana, joten siirtyminen vahvistuksesta signaalin leikkaamiseen - jos ei ole ulkoisia tekijöitä, jotka aiheuttavat ennenaikaista ylikuormitusta - tapahtuu sujuvasti. Tämän siirtymän luonne riippuu käytettyjen laitteiden tyypistä ja siirtoominaisuuksien linearisoimiseksi toteutetuista toimenpiteistä. ${\displaystyle U_{d}=\pm 2I_{0}/S_{0))$ ${\displaystyle -2I_{0}/S_{0}<u_{d}<2I_{0}/S_{0))$

Ohjatun virtalähteen muuttamiseksi jännitevahvistimeksi riittää, että sisällytetään kuorma differentiaaliparin kollektori- (tyhjennys-, anodi) piireihin - yksinkertaisimmassa tapauksessa vastukset toimivat senä . Kollektorien jännitteen muutokset ovat aina päinvastaisia (käänteisiä) virtojen muutoksille. Kaskadin differentiaalinen jännitevahvistus bipolaarisilla transistoreilla, joilla on resistiivinen kuorma, on -10 - -100 (20 ... 40 dB); virtapeilin aktiivinen kuormitus sallii nostaa jopa −1000 (40…60 dB) [16] . Differentiaalisen vahvistuksen suhdetta yhteismuotoiseen vahvistukseen kutsutaan yhteismuotoisen jännitteen vaimennuskertoimeksi [16] . Ihanteellisissa kaskadeissa tämä on äärettömän suuri arvo, ja todellisissa bipolaarisiin transistoreihin perustuvissa laitteissa se vaihtelee välillä 1000 - 100000 (60 ... 100 dB) [19] . $K_{{d}}$ $K_{{d}}$ $K_{OCC}=K_{d}/K_{cm}$ $K_{OCC}$

Todellisten vahvistimien transistorit eivät ole identtisiä, mikä väistämättä aiheuttaa epätasapainon differentiaaliparin kahden haaran välille [20] . Jos epäsymmetria on kompensoimaton, niin kaskadin siirto-ominaisuudet siirtyvät vasemmalle tai oikealle ja differentiaalisignaalin vahvistus pienenee hieman [20] . Epäsymmetria-asteelle on ominaista bias-jännite , joka on kohdistettava kahden tulon väliin, jotta kaskadin vasemman ja oikean puolen läpi kulkevat virrat tasaavat. 2000-luvulla kehitetyissä integroiduissa tarkkuuspiireissä se on noin 200 μV bipolaarisilla transistoreilla [21] [comm. 6] ja noin 2 mV MIS-transistoreille [21] . $U_{os}$ $U_{os}$

Differentiaaliasteen pääominaisuus, joka erottaa sen muista perusvahvistusasteikoista, on transistorien toimintatavan (toimintapisteen) riippumattomuus yhteismuotoisesta jännitteestä. Toimintapisteen asettaa vain virtalähde, ja se pysyy muuttumattomana laajalla alueella [19] . Differentiaaliaste ei vaadi erityistoimenpiteitä koordinoidakseen edellisen ja seuraavien vaiheiden kanssa - se on luotettava DC-vahvistin , joka ei tarvitse eristyskondensaattoreita tai muuntajia [ 19 ] . Lisäksi differentiaaliaste ei ole kovin herkkä transistorien lämpötilan muutoksille: se vaimentaa lämpötilaryömintä samalla tavalla kuin yhteismuotoiset signaalit [19] . Samasta syystä parametrien teknologinen leviäminen vaimenee integroiduissa piireissä (se vaikuttaa pääsääntöisesti vierekkäisiin transistoreihin ja resistanssiin yhtäläisesti ilman, että se loukkaa piirin symmetriaa) [19] . ${\näyttötyyli U_{cm))$

Siirtoominaisuus

Kaskadi bipolaarisilla transistoreilla

Aktiivitilassa bipolaaritransistorin emitterivirta ja sitä ohjaava kanta - emitterijännite on kytketty eksponentiaalisella riippuvuudella [comm. 7] , ja transistorin ominaiskäyrä on suoraan verrannollinen emitterin virtaan ja kääntäen verrannollinen absoluuttiseen lämpötilaan : $minä_{e}$ $U_{{be}}$

{\displaystyle S=I_{e}/\phi _{t))

, missä on lämpötilapotentiaali, joka on suoraan verrannollinen absoluuttiseen lämpötilaan ja on noin 26 mV 300 K lämpötilassa [27] [28] .

{\näyttötyyli \phi _{t))

Kun transistoreiden kantaan kohdistetaan pieni erojännite, lähtövirrat jakautuvat uudelleen eksponentiaalisessa suhteessa: ${\näyttötyyli u_{d))$

{\begin{cases}I_{c1}/I_{c2}\approx I_{e1}/I_{e2}=e^{{u_{d))/{\phi _{t))}\ \I_{c1}+I_{c2}\noin I_{e1}+I_{e2}=2I_{0}\end{cases}}

[29] [30] .

Yhtälöjärjestelmän ratkaisua kuvaa hyperbolinen tangenttifunktio [31] [30] . Jos jätetään huomiotta osan emitterivirroista haarautuminen transistorien kannaksiin [comm. 8] :

i_{d}=2I_{0}\cdot th(u_{d}/2\phi _{t})

;

I_{c1,c2}=I_{0}(1\pm th(u_{d}/2\phi _{t}))

[31] .

Pienten (useiden mV) yhteismuotoisten tulojännitteiden alueella riippuvuus on lähes lineaarinen: $i_{d}(u_{d})$

{\displaystyle i_{d}=u_{d}S_{0}=u_{d}\ I_{0}/\phi _{t))

;

{\displaystyle K_{d}=-RS_{0}=-RI_{0}/\phi _{t}=-U_{L}/\phi _{t))

, , missä on lepotilassa oleva tasajännitehäviö kummankin kuormitusvastuksen yli. Varhaiseen jännitteeseen verrannollinen teoreettinen raja (μ) on noin 4000 [33] ;

U_{L}=RI_{0}

K_{{d}}

{\displaystyle K_{d2,d1}=\pm RS_{0}/2=\pm RI_{0}/2\phi _{t}=\pm U_{L}/2\phi _{t))

[23] [34] [30] .

Kun kaltevuus kasvaa, jyrkkyys pienenee vähitellen ja epälineaarisen vääristymän kerroin (SOI), jonka spektri koostuu yksinomaan parittomista harmonisista, kasvaa suhteessa neliöön ja saavuttaa 1 % jännitteellä , tai noin 18 mV (vertailun vuoksi, kaskadissa, jossa on yhteinen emitteri, SOI saavuttaa 1 % tulojännitteellä, joka on alle 1 mV) [5] . Tulon raja-aukko on tai noin ±50 mV; se riippuu vain lämpötilasta, ei riipu käytettyjen transistorien ominaisuuksista [18] [comm. 9] . Aukon sisällä portaan tuloimpedanssi on , missä on kantavirran vahvistus [35] [36] . Aukon ulkopuolella siirtokäyrä tasoittuu ja vahvistus laskee jyrkästi [23] . Tulovirta on suorakaiteen muotoinen; sen amplitudi stabiloituu ja epälineaarinen tuloimpedanssi alkaa kasvaa suhteessa [35] . Noin (± 125 mV) ylikuormitus tapahtuu: toinen kahdesta transistoreista sieppaa yli 99 % kokonaisvirrasta ja toinen sulkeutuu [23] . $u_{d}$ ${\displaystyle u_{d}/\phi _{t))$ ${\displaystyle u_{d}\noin \pm 0,7\phi _{t))$ ${\displaystyle \pm 2\phi _{t))$ ${\displaystyle R_{BX}=2\beta /S_{0))$ $\beeta$ $u_{d}$ ${\displaystyle u_{d}\noin \pm 5\phi _{t))$

Resistanssilla kuormitetussa todellisessa kaskadissa ylikuormitusta esiintyy paljon pienemmillä tulojännitteillä, luokkaa [26] . Syynä tähän on transistorien ennenaikainen siirtyminen kyllästymis- ja katkaisumoodiin kuormien jännitehäviön vuoksi [26] . Kaskadeissa, joissa on aktiivinen kuormitus, voi olla niin suuri, että ylikuormitusta esiintyy vain muutamalla mV:lla ja se on luonteeltaan terävä, äkillinen leikkaus [5] . ${\displaystyle \pm \phi _{t}...\pm 2\phi _{t))$ ${\näyttötyyli K_{d))$ $u_{d}$

Kaskadi MIS-transistoreilla

Kyllästystilassa MIS-transistorikanavan läpi kulkeva virta riippuu heikosti nielulähteen jännitteestä ja ei ole verrannollinen eksponenttiin, vaan ohjausjännitteen neliöön (hilalähteen jännitteen ja kynnysjännitteen välinen ero ). Jos jätämme huomiotta Earley-ilmiön , niin ${\displaystyle I_{ds))$ $U_{gs}$ $U_{th}$

I_{ds}=s/2\cdot (U_{gs}-U_{th})^{2}

, missä on tiettyä transistoria kuvaava kulmakerroin [38] .

s

Matalilla tulojännitteillä differentiaaliaste toimii lineaarisessa tilassa; sen differentiaalinen lähtövirta kuvataan kaavalla $|u_{d}|<2{\sqrt {I_{0}/s))$

{\displaystyle i_{d}=I_{d1}-I_{d2}=u_{d}{\sqrt {2sI_{0}-(su_{d}/2)^{2))))

[25]

Kun yksi transistoreista sulkeutuu ja kaskadi siirtyy amplitudirajoitustilaan [25] . $u_{d}=\pm 2{\sqrt {I_{0}/s}}=\pm {\sqrt {2}}(U_{gs0}-U_{th})$

Kaskadin siirto-ominaisuudet MIS-transistoreilla ovat samanlaiset kuin kaskadin ominaisuudet bipolaarisissa transistoreissa, joissa on matala paikallinen takaisinkytkentä : pitkä lineaarisen jännite-virtamuunnos päättyy tasaisiin siirtymiin rajoittavaan tilaan [37] . Perusero MIS-transistoreilla olevan kaskadin ja bipolaarisen välillä on, että sen siirto-ominaisuudet ja tuloaukko määräytyvät käytettyjen laitteiden ominaisuuksien mukaan [25] . Mitä pienempi transistorien ominaisjyrkkyys, sitä pienempi on kaskadin siirtokäyrän kaltevuus, sitä leveämpi on sen aukko tulosignaalille ja sitä pienempi on epälineaarinen vääristymä tietyllä tulojännitteellä [37] .

Cascade on triodes

Tyhjiötriodeille, samoin kuin pienitehoisille MIS-transistoreille, on ominaista suhteellisen alhainen (yksiköiden luokkaa, harvoin kymmeniä mA / V) ominaiskäyrä. Triodin sisäinen resistanssi, toisin kuin minkä tahansa tyyppiset transistorit, on suhteellisen pieni; se ottaa käyttöön paikallisen takaisinkytkennän ja linearisoi kaskadin siirtoominaisuuden [39] . Negatiivisten verkkojännitteiden alueella anodin virta, ensimmäisessä approksimaatiossa, lasketaan kolmen sekunnin lain mukaan , ja triodin ominaiskäyrän kaltevuus on verrannollinen tehollisen ohjausjännitteen neliöjuureen:

{\displaystyle S\propto {\sqrt {U_{ac}+\mu U_{gc))))

, missä , ovat anodi-katodi- ja verkkokatodijännitteet ja on triodivahvistus [40] .

{\displaystyle U_{ac))

{\displaystyle U_{gc))

\mu

2000-luvulla tyypillinen differentiaalivaiheen sovellus tyhjiötriodeissa ovat push-pull- kitaravahvistimien vaiheinvertterit [41] . Signaalijännitteet kaskadin sisääntulossa mitataan V-yksiköissä, lähdössä - kymmenissä volteissa. Apertuuri tulossa ja lähdössä sekä epälineaarisen vääristymän taso riippuvat voimakkaasti valituista lampputyypeistä, ja osittain toimintapisteiden valinnassa. Epälineaarisen vääristymän kerrointa ei voida laskea - se voidaan määrittää vain empiirisesti [41] . Korkean vahvistuksen ja korkean transkonduktanssin putket ovat edullisia ; korkeat mutta matalat transkonduktanssit putket ( 12AX7 ja vastaavat) eivät ole toivottavia, koska niiden aiheuttama särö voi olla liian suuri jopa kitaravahvistimelle [41] . Differentiaalisen signaalin vahvistus on molemmille kahdelle ulostulolle $\mu$ $S$ $\mu$

K_{d}\approx \pm S(r_{a}||R)=\pm \mu {\frac {R}{R+r_{a))}=\pm \mu \left(1 -{\frac {r_{a}}{R+r_{a}}}\oikea)

missä on anodikuorman vastus, on triodin sisäinen vastus valitussa toimintapisteessä [42] . Tämä arvo on täsmälleen puolet kaskadin vahvistuksesta yhteisellä katodilla samoilla ja arvoilla . Yhteismuotoisen signaalin väistämätön kulku lisää jännitteen amplitudia invertoivassa lähdössä ja vähentää amplitudia vaiheinvertterin ei-invertoivassa lähdössä. Pienin mahdollinen yhteistilan vahvistus on $R$ $r_{a}$ ${\displaystyle R,S,r_{a))$ $\mu$

{\displaystyle K_{cm}\approx -{\frac {R}{2r_{c))))

, jossa on yhteisen virtalähteen sisäinen resistanssi [43] ja yhteismuotoisen signaalin suurin vaimennuskerroin [44] [45] (noin 60 dB [46] ).

r_{c}

K_{OCC}\approx \mu {\frac {2r_{c}}{r_{a}+R}}\approx Sr_{c}

Käytännössä kertoimien tarkkoja arvoja ei voida laskea, eivätkä teoreettiset arvot ole saavutettavissa; noin 40 dB [44] [46] voidaan saavuttaa ilman paljon vaivaa . ${\displaystyle K_{cm))$ $K_{OCC}$ $K_{OCC}$

Taajuusvaste

Yllä olevat kaavat ja arviot pätevät vain alhaisilla taajuuksilla [48] . Käytännössä differentiaalivahvistuksen taajuusvaste on melko tarkasti approksimoitu ensimmäisen asteen alipäästösuodattimella , jonka aikavakio koostuu kahdesta osasta: ${\näyttötyyli K_{d))$ $T$

T=T_{1}+T_{2}|K_{dr}|

, jossa on vakiojännitevahvistuksen moduuli, kun otetaan huomioon signaalilähteen sisäisen resistanssin häviöt [49] [49] . Ensimmäisessä osassa ( ) ryhmitellään aikavakion komponentit, jotka eivät riipu valitusta vahvistuksesta, toisessa ( ) - siihen verrannolliset komponentit [49] .

|K_{dr}|

{\displaystyle R_{g))

T_{1}

T_{2}|K_{dr}|

Yksinkertaisimmassa symmetrisessä resistanssilla kuormitetussa kaskadissa aikavakiot lasketaan samoilla kaavoilla kuin yhteisellä emitterillä varustetun kaskadin aikavakiot,

T_{1}=(C_{e}+C_{c})(R_{g}||r_{be})

[50] ,

T_{2}=(C_{c}+C_{l}/\beta )R_{g}+(C_{c}+C_{l})/S_{0}

[51] , missä ovat transistorin päästökapasitanssi ja kuormituskapasitanssisekä kantavirran vahvistuskerroin ja transistorin kannan dynaaminen resistanssi [51] ,

{\displaystyle C_{c},C_{l))

\beeta

r_{be}

tai kaskadi, jolla on yhteinen lähde [49] :

{\displaystyle T_{1}=(C_{gs}+C_{gd})R_{g))

T_{2}=C_{gd}R_{g}+(C_{gd}+C_{bd}+C_{l})/S_{0}

[50] , missä ovat hilalähteen kapasitanssit, hilavirtakapasitanssit, ensimmäisen tason mallin nielusubstraatti ja kuormituskapasitanssi [52] .

{\displaystyle C_{gs},C_{gd},C_{bd},C_{l))

Käytännössä yleisessä tapauksessa , ja [49] . Tässä tapauksessa rajataajuus on kääntäen verrannollinen arvoon , ja vahvistuksen ja kaistanleveyden tulo on vakio ja yhtä suuri kuin yksikkövahvistustaajuus: riippumatta vastusarvoista ja virroista, jotka määrittävät vahvistuksen matalilla taajuuksilla [49] . Kuormitusvastuksen pieneneminen tai lisääntyminen siirtää katkaisutaajuutta alas tai ylös, mutta taajuusvasteen kaltevan haaran asema pysyy muuttumattomana [49] . $|K_{dr}|\gg T_{1}/T_{2}$ $T\noin T_{2}|K_{dr}|$ $|K_{dr}|$ $BW\noin 1/(2\pi T_{2})$

Yhteismuotoisen jännitevahvistuksen taajuusvaste on monimutkaisempi, koska taajuusriippuvainen takaisinkytkentä tapahtuu kaskadimallissa [53] ; suhteellisesta tehokkuudestaan riippuen se voi sekä lisääntyä tiheyden kasvaessa että laskea [54] . Resistanssilla kuormitetulle kaskadille ensimmäinen vaihtoehto on tyypillinen: se kasvaa alemmilla taajuuksilla ja sitten saavutettuaan rajataajuuden stabiloituu; korkeilla taajuuksilla, differentiaalisignaalin yksikkövahvistuksen taajuuteen asti, se pienenee ja sen arvo on kaksi kertaa suurempi [55] . Monimutkaisissa kaskadeissa, joissa on erityisen korkea taajuus matalilla taajuuksilla, kasvua ei havaita [55] . ${\displaystyle K_{cm))$ ${\displaystyle K_{cm))$ ${\displaystyle K_{cm))$ ${\näyttötyyli K_{d))$ ${\displaystyle K_{cm))$ ${\näyttötyyli K_{d))$ ${\näyttötyyli K_{d))$ ${\displaystyle K_{cm))$

Piiri

Tulojen ja lähtöjen kytkentä

Differentiaaliporras voi toimia sekä symmetrisessä että epäsymmetrisessä tulotilassa, kun ohjausjännite on kytketty vain yhteen tuloista ja toinen tulo on maadoitettu [19] . Tällainen kaskadi muuntaa balansoimattoman tulosignaalin kahdeksi vastavaiheeksi, joiden amplitudi on suunnilleen yhtä suuri [19] . Kahden haaran amplitudien tasapaino on sitä parempi, mitä suurempi yhteismoodisignaalin vaimennuskerroin on; jälkimmäinen yksipäätteisessä tilassa on puolet hyödyllisestä (differentiaalista) tulosignaalista [19] .

Epätasapainoinen kuorma voidaan kytkeä mihin tahansa portaan kahdesta haarasta, kun taas vahvistus puolittuu balansoituun lähtöön verrattuna [29] . Piireissä, joissa on yksipäinen tulo ja yksipäinen lähtö, ei-invertoiva kytkentä on edullinen, jossa tulotransistorin kollektori on maadoitettu, eikä Miller-ilmiötä siksi esiinny [29] . Historiallisesti tällaista porrasta pidettiin sekä differentiaali- että emitterikytkettynä asteena - kaksivaiheisena vahvistimena, jonka tulotransistori toimii yhteiskollektoritilassa ja lähtötransistori toimii yhteiskantatilassa [4] . Todellisissa piireissä suunnittelijat valitsevat usein vähemmän täydellisen invertointivaihtoehdon, jotta ne olisivat helppo yhdistää seuraaviin kaskadeihin. Hän on se, jota käytetään modifioidussa Lin-topologiassa , jossa absoluuttinen enemmistö lineaarisista [comm. 11] transistoriäänitaajuustehovahvistimet [ 56 ] .

Differentiaaliparin linearisointi paikallista palautetta käyttämällä

Vääristymien vähentämiseksi, aukon laajentamiseksi ja varsien tasapainottamiseksi paikallinen negatiivinen virran takaisinkytkentä (NFB) viedään bipolaariseen differentiaalipariin [57] [20] [58] . Sen kaksi konfiguraatiota - kahdella emitterivastuksella ( "tähtiliitäntä" ) tai yhdellä emitterivastuksella ja kahdella virtalähteellä ( "kolmioliitäntä" ) - ovat samanarvoisia [57] ainoalla poikkeuksella: kaskadissa, jossa on balansoitu lähtö, "delta" piiri menettää "tähti" kohinan suhteen [59] . Ympäristönsuojelun tehokkuutta luonnehtii sen kerroin $R_{e}$ ${\displaystyle 2R_{e))$

{\displaystyle K_{ooc}=1+S_{0}R_{e}=1+(I_{0}R_{e})/\phi _{t))

[60] [58] .

Kaskadin siirtoominaiskäyrän (tai vahvistuksen) maksimaalinen jyrkkyys pienenee kertoimella, kun taas korkean lineaarisen vahvistuksen alue käytännöllisesti katsoen muuttumattomalla kulmakertoimella laajenee; kaavion huippu muuttuu tasaiseksi tasangoksi [57] [58] . Tällä lineaarisella alueella epälineaarisen särön kerroin samalla pienenee suhteessa negatiivisen takaisinkytkentäkertoimen kuutioon, ja epälineaarisen vääristymän kerroin samalla lähtödifferentiaalivirralla pienenee suhteessa sen neliöön [60 ] . Yhteismuotoisen jännitteen vahvistus muuttuu hieman, joten se heikkenee kertoimella [61] . Toinen paikallisen NFB:n epäkohta differentiaalivaiheessa on kohonnut melutaso, joka johtuu tulojännitelähteen kanssa sarjaan kytkettyjen emitteriresistanssien lämpökohinasta [59] . Käytännössä sallittua arvoa rajoittavat juuri kaskadin meluvaatimukset [59] . Lopuksi, mitä suurempi , sitä terävämmin ylikuormitus alkaa poistuttaessa lineaarisesta alueesta, mikä on yleensä tyypillistä OOS:llä linearisoiduille laitteille [62] . ${\displaystyle K_{ooc))$ $u_{d}$ $K_{OCC}$ ${\displaystyle K_{ooc))$ $R_{e}$ ${\displaystyle K_{ooc))$

MIS-transistoreiden kaskadin linearisointi paikallista palautetta käyttämällä on mahdollista ja tehokasta epälineaaristen vääristymien vähentämisessä [63] . Saman tulosignaaliaukon aikaansaamiseksi lähdevastusasteen on kuitenkin käytettävä paljon suurempia transistoreita, ja sen kaistanleveys kapenee väistämättä monta kertaa suurempien loiskapasitanssien vuoksi [63] .

Kaskadilinearisointi epäsymmetrisillä differentiaalipareilla

Vaihtoehtoista tapaa linearisoida kaskadi, joka ei huononna signaali-kohinasuhdetta, käytetään bipolaarisissa integroiduissa piireissä [61] . Parannettu kaskadi koostuu kahdesta rinnakkain kytketystä differentiaaliparista, joissa kummassakin transistorien emitteriliitosten pinta-alat eroavat 4 kertaa [64] . Tällä pinta-alasuhteella kahden parin tuottaman lähtövirran kolmannet harmoniset kumoavat toisensa [64] [comm. 13] . Verrattuna tavanomaiseen differentiaaliportaan, joka ottaa saman virran virtalähteestä , edistynyt porras eroaa ${\displaystyle 2I_{0))$

puolitoista kertaa pienempi erojännitevahvistus [64] ,
kolme kertaa suurempi tulojännitealue, jolla epälineaarisen vääristymän kerroin ei ylitä 1 % [64] ,
puolitoista kertaa huonompi absoluuttinen kohinajännite, vähennettynä portaan tuloon - mikä, kun otetaan huomioon aukon kolminkertainen laajeneminen, tarkoittaa signaali-kohinasuhteen parannusta 6 dB:llä [65] .

Differentiaalisignaalin vahvistuksen lisääminen. Aktiiviset keräilijät latautuvat

Yksinkertaisin lähtövirta-jännite-muunnin - vastus kollektoripiirissä - ei ole ihanteellinen. Pienikuormitusvastukset tarjoavat laajan tulon yhteismuotoisen jännitealueen alhaisella vahvistuksella; suuret impedanssit voidaan nostaa noin 40 dB:iin yhteismuotoisten jännitteiden alueen kaventamisen kustannuksella [16] [67] [68] . Radikaalin lisäyksen saamiseksi säilyttäen samalla laajan valikoiman yhteismuotoisia jännitteitä on tarpeen korvata vastukset korkearesistanssilla aktiivisella kuormalla [67] : ${\näyttötyyli K_{d))$ ${\näyttötyyli K_{d))$

kaskadissa symmetrisellä (paravaiheisella) lähdöllä - kahdelle identtiselle virtalähteelle [67] , $I_0$
kaskadissa, jossa on balansoimaton lähtö - virtapeiliin (kaavio B) [69] .

Molemmissa tapauksissa kaskadi muuttuu erovirtageneraattoriksi , joka lähetetään korkearesistanssiseen ulkoiseen piiriin, kun taas differentiaaliparin kollektoreiden tai nielujen lepojännitteitä ei määritellä [70] [68] . Kaskadin "jäämisen" välttämiseksi toiseen kahdesta ääriasennosta sen toimintapiste asetetaan väkisin - globaalilla takaisinkytkentäsilmukalla, differentiaaliparin [71] emitterivirran automaattisella ohjauspiirillä tai aktiivisella kuormitusvirralla [ 72] . ${\näyttötyyli I_{d))$

Kaskadien rajoittavaa matalan signaalin vahvistusta aktiivisilla kuormilla rajoittaa ylhäältä Early-efekti . Kaksinapaiselle vaiheelle, jossa on yksinkertainen virtapeili

{\displaystyle K_{d}=-S_{0}r_{a}=-S_{0}(r_{ce.pnp}||r_{ce.npn})=-{\frac {1}{\phi _{T))}{\frac {U_{a.pnp}\cdot U_{a.npn}}{U_{a.pnp}+U_{a.npn))))

, missä ovat transistorien lähtöresistanssit, ovat niiden varhaiset jännitteet [73] [74] [75] .

{\displaystyle r_{ce))

U_{a}

Tyypillisillä 50...100 V varhaisilla bipolaarisilla jännitteillä tämä on noin −1000 eli 60 dB [76] . FET-kaskadeissa pätee sama yleinen sääntö, mutta suhteellisesti vähemmän alhaisempien transkonduktanssiarvojen vuoksi: ${\näyttötyyli K_{d))$ ${\näyttötyyli K_{d))$

K_{d}=-S_{0}r_{a}=-S_{0}(r_{ds.p}||r_{ds.n})=-{\frac {1}{U_{ gs}-U_{th))}{\frac {U_{ap}\cdot U_{an}}{U_{ap}+U_{an}}}

[76] [74] .

Yksinkertaisen virtapeilin korvaaminen cascode - peilillä (piiri C) vaimentaa Early-ilmiön peilitransistoreissa (mutta ei differentiaaliparissa) ja mahdollistaa suunnilleen kaksinkertaistamisen [77] . Lisäkasvua varten on tarpeen tukahduttaa differentiaaliparin Earley-ilmiö kiinnittämällä jännitteet sen kerääjiin kaskoodeilla (kaavio D). Samaan aikaan bipolaarisissa kaskadeissa se kasvaa noin kertoimella [78] , jopa noin 90…100 dB [79] [80] ; cascode MIS -rakenteissa saavutetaan arvot 50 - 80 dB [79] . Kaikkien cascode-piirien haittana on yhteismuotoisen tulojännitealueen kaventuminen, etuna on mahdollisuus käyttää korkealaatuisia pienjännitetransistoreja piireissä, joissa on merkittävä jännitehäviö differentiaaliasteen tulon ja lähdön välillä [81 ] . Cascode on korvaamaton osa differentiaalikaskadeissa operaatiovahvistimia, joissa on tulo superbeta -transistoreja ja tehovahvistimia, joissa on tulokenttätransistoreja [81] . ${\näyttötyyli K_{d))$ ${\näyttötyyli K_{d))$ ${\näyttötyyli K_{d))$ $\beeta$ ${\näyttötyyli K_{d))$

Yksinkertaisten tai cascode-virtapeilien käyttö lisääntyy vain tasavirralla ja matalataajuisella alueella; transistorien lisäkapasitanssien vuoksi monimutkaisten portaiden yksikkövahvistustaajuus osoittautuu jonkin verran pienemmäksi kuin yksinkertaisimmassa vastuspiirissä [82] . Korkean taajuuden alueen kasvu tapahtuu vain piirissä, jossa on virtapeili ja kaskoodidifferentiaalipari (piiri D) [66] . ${\näyttötyyli K_{d))$ ${\näyttötyyli K_{d))$

Yhteisen tilan vahvistuksen vaimennus. Aktiiviset emitterivirran lähteet

Tyypillinen esimerkki yhteismuotoisesta signaalista on sähkömagneettinen häiriö (pickup), joka vaikuttaa tasaisesti vahvistimen molempiin tuloihin [83] . Vahvistimen ulkoisten häiriöiden häiriönkestävyyden mitta on yhteismuotoinen vaimennuskerroin [83] , ja sen vähentäminen on suunnittelijoiden ensisijainen tavoite [84] . Arvoa on vaikea laskea tarkasti, koska se riippuu toimintapisteen valinnasta, differentiaaliparin epäsymmetriaasteesta, lämpötilasta ja niin edelleen [85] . Jos jätämme huomiotta toisen asteen ilmiöt, niin yksinkertaisimmassa differentiaalikaskadissa, joka on ladattu vastuksilla ja joka saa virtansa yhteisestä emitterivirran lähteestä, jolla on sisäinen vastus , $K_{OCC}$ $K_{OCC}$ $R_{0}$

{\displaystyle K_{OCC}\noin S_{0}R_{0))

[86] [87] [24] .

Virtalähteille kuormitetussa kaskadissa raja-arvo on 2 kertaa pienempi [73] , kaskadissa, joka kuormitetaan kaskadivirtalähteille, 20...200 kertaa pienempi [88] . Kaikissa tapauksissa pääasiallinen tapa lisätä on nostaa [85] (jyrkkyyden kasvu liittyy aina energiankulutuksen kasvuun, ja siksi se on mahdollista vain ahtaissa rajoissa). Virran asettaminen vastuksella on sallittua piireissä, joissa on vakiomuotoinen jännite, joka määrittää differentiaaliparin toimintapisteen, ja kaikissa muissa tapauksissa tarvitaan aktiivinen virtalähde [89] . Yksinkertaisen virtalähteen sisäinen resistanssi on verrannollinen käytetyn transistorin Earley-jännitteeseen : $K_{OCC}$ $K_{OCC}$ $R_{0}$ ${\displaystyle 2I_{0))$ $V_{a}$

{\displaystyle R_{0}\noin V_{a}/2I_{0))

[90] [comm. 15] ,

siksi aktiivisella lähteellä varustetun kaskadin ensimmäisessä approksimaatiossa emitterin kokonaisvirta riippuu vain Earley-jännitteestä ja absoluuttisesta lämpötilasta, eikä se riipu toimintapisteen valinnasta [90] : $K_{OCC}$

{\displaystyle K_{OCC}\noin V_{a}/2\phi _{t))

[90] ,

eli tyypillisillä varhaisjännitteillä 50...100 V [76] resistanssilla kuormitetun kaskadin yläraja on 60...66 dB [91] . Yksinkertaisin tapa lisätä on sisällyttää lisäresistanssi virtalähteen emitteripiiriin. Tällaisen paikallisen OOS:n tehokkuuden mittana on jännitehäviö lisäresistanssin yli: jos se on , tai 250 mV, laskettu arvo kasvaa 11 kertaa tai 21 dB ja niin edelleen [92] . $K_{OCC}$ $K_{OCC}$ ${\displaystyle 10\phi _{t))$ $K_{OCC}$

Erikoistapaus, joka eroaa yllä olevista konfiguraatioista, on virtapeiliin ladattu differentiaalinen kaskadi [78] . Tämän tyyppisessä ideaalisessa kaskadissa, johtuen kahden haaran yhteismuotoisten virtakomponenttien vähentämisestä, yhteismoodisignaali ei kulje lähtöön ollenkaan, ja teoreettinen signaali on äärettömän suuri [78] ; Käytännössä yli 100 dB:n arvot ovat saavutettavissa [93] . $K_{OCC}$

Vahvistuksen lämpötilan stabilointi

Absoluuttisen lämpötilan noustessa transistoriasteen raja-aukko laajenee ja vahvistus pienenee, mikä vaikeuttaa stabiilien takaisinkytkentäpiirien suunnittelua [94] . Näiden ilmiöiden neutraloimiseksi portaan kokonaisvirtaa tulisi korjata siten, että vahvistus stabiloituu [94] . Bipolaarisissa integroiduissa piireissä riittää, että käytetään differentiaaliparin absoluuttiseen lämpötilaan verrannollista virtalähdettä [94] [30] . ${\displaystyle 2I_{0))$

Kaskadien lämpöstabilointi MIS-transistoreilla on vaikeampaa, koska niiden jyrkkyyden lämpötilariippuvuuden luonne vaihtelee valitun moodin mukaan [94] . Heikossa inversiotilassa vahvistus stabiloidaan samalla tavalla kuin bipolaarisissa piireissä - absoluuttiseen lämpötilaan verrannollisella virtalähteellä [94] . Vahvassa inversiotilassa ainoa luotettava tapa stabiloida on valvoa toisen, esimerkillisen differentiaaliparin vahvistusta [94] .

Yhteisen tilan tulojännitealueen laajennus

2000-luvun analogisissa ja analogisista digitaalisiin piireissä vallitsevat laitteet, jotka saavat virtaa suhteellisen pienen positiivisen jännitteen yksinapaisista lähteistä (esimerkiksi + 5 V USB -väylän kautta ) [95] [65] . Tällaisissa laitteissa differentiaalivahvistimien käsittelemä yhteismoodijännitealue kattaa väistämättä negatiivisen tehokiskon, joka toimii signaalin maadoituksena [96] . Tämä vaatimus täyttyy helposti differentiaalipareissa, jotka on kuormitettu suhteellisen pienillä vastuksilla tai yksinkertaisilla virtalähteillä [97] . Käytettyjen laitteiden tyypistä riippuen yhteismoodin jännitteiden suurin sallittu alue on

noin -0,2...-0,3 V:sta 1...2 V:iin syöttöjännitteen alapuolella - pnp-transistorien tai n-kanavaisten pn-liitos-FETien differentiaalisille pareille [98] [99] [100] ;
noin +1 ... +2 V tasolle, joka ylittää syöttöjännitteen 0,2 ... 0,3 V - differentiaalipareille npn-transistoreille tai p-kanavaisille kenttätransistoreille, joissa on pn-liitokset [98] [99] [100 ] .

Tämän tyyppiset bipolaariset parit yhdistetään myöhempien kaskadien kanssa biasoitujen tai taitettujen kaskodien kautta transistoreissa, joiden johtavuus on päinvastainen [98] [97] .

Jotta bipolaarisen portaan yhteismuotoinen jännitealue kattaisi molemmat tehokiskot ( rail-to-rail -tila tulossa), tarvitaan kaksi differentiaaliparia transistoreissa, joiden johtavuus on vastakkaista [101] [102] [65 ] [103] . Ohjauksen siirtämiseen parista toiseen liittyy lisääntynyt särö sekä jännitteiden ja biasvirtojen muutokset, joten yleensä suunnittelijat valitsevat kytkentäpisteen positiivisen tehokiskon läheltä siten, että suurin osa tulojännitteistä käsitellään pääparissa (pnp). [104] [105] . Fyysisesti kytkennän suorittaa kahden emitterivirtalähteen ohjauspiiri; kahden virran summa pidetään vakiona koko tulojännitteiden alueella [106] . CMOS-piireissä on mahdollista toteuttaa kisko-kisko-tila yhdelle differentiaaliparille käyttämällä kiekkoohjausta [ 107] . Yhteismuotoisen jännitteen tasosta riippuen tällaisen kaskadin erikoistuneet p-kanavatransistorit toimivat joko tyhjennystilassa tai rikastustilassa [107] .

Pivot-taulukko

Taulukossa [80] verrataan bipolaarisiin transistoreihin perustuvien differentiaaliasteiden eri konfiguraatioiden ominaisuuksia, jotka on järjestetty kasvavan piirin monimutkaisuuden mukaan. Suhteelliset arviot samoista konfiguraatioista kenttätransistoreilla ovat samat, lukuun ottamatta yhteismoodin signaalin vaimennuskerrointa (n-kanavaisessa piirissä sen suurin arvo saavutetaan, kun kaskokoodidifferentiaalipari yhdistetään kaskokoodivirtapeilin kanssa) [ 108] .

Piirin variantti		Ulkoinen kuormitusliitäntä _	Differentiaalinen voitto _ _	Yhteisen tilan hylkäyssuhde _	Sallittujen yhteismuotoisten jännitteiden alue	Gain - kaistanleveystuote _
Differentiaalipari	Ladata		${\näyttötyyli K_{d))$	$K_{OCC}$		$GBW$
Yksinkertainen	vastus		Matala (20...40 dB [16] [viesti 16] )	Korkea	Leveä [comm. 17]
	Yksinkertaiset virtalähteet		Korkea (40...60 dB [16] )	Korkea	Leveä
	Cascode-virtalähteet		Korkea	Lyhyt		Korkea
	Yksinkertainen nykyinen peili	Vain yksinapainen	Korkea	Korkein	Leveä
cascode	Cascode-virtalähteet		Korkein	Korkea	Kapea	Korkea
cascode	Kaskokoodivirtapeili	Vain yksinapainen	Korkein	Melko korkea	Kapea	korkein

Sovellus. Johdetut mallit

Jännite- ja tehovahvistimet

Vuosina 1943-1945 Loeb Julie , joka työskenteli George Philbrickin johdolla tykistötulenohjausjärjestelmissä , suunnitteli ensimmäisen operaatiovahvistimen (op-amp) [comm. 19] tuloasteella , joka perustuu differentiaaliseen 6SL7-triodipariin [114] . 1950-luvulla Philbrick ja hänen seuraajansa paransivat ja kaupallistivat putkioperaatiovahvistimen [115] , ja vuosina 1963-1965 Bob Widlar kehitti ensimmäiset integroidut operaatiovahvistimet, μA702 ja μA709, joissa käytettiin myös differentiaalista npn-transistoreja. sisääntulossa [116] . Toisen sukupolven LM101:n ja μA741:n (1967-1968) klassisissa universaaleissa operaatiovahvistimissa differentiaalitulo rakennettiin eri kaavan mukaan, pnp-transistoreille yhteiskantatilassa [117] ja saman tarkkuusoperaatiovahvistimissa. kauden (LM108, 1969 ja analogit) superbeta- transistorien differentiaaliparit [118] . Jännitteen takaisinkytkettävien operaatiovahvistimien seuraavien sukupolvien piirissä differentiaaliaste on vallitseva [119] [120] ( virtatakaisinkytkennällä varustetuissa operaatiovahvistimissa tuloaste on push-pull-emitteriseuraaja [121] ).

Tulo-differentiaaliasteiden käyttö transistoriäänitaajuustehovahvistimissa ( UMZCH ) alkoi melko myöhään, 1960-luvun puolivälissä [122] . Uutuus tuli nopeasti suunnittelijoiden käytäntöön. Vuoden 1972 tienoilla muodostettiin kolmiportainen konfiguraatio, josta tuli standardi, joka yhdistää differentiaalivaiheen ja vuodesta 1956 lähtien tunnetun Lin-vahvistimen edut [123] [124] . Seuraavina vuosikymmeninä piiri "kasvattiin" aktiivisilla virtalähteillä, kaskoodeilla, virtapeileillä, säilyttäen alkuperäisen konfiguraation: differentiaalipari - jännitteen vahvistusaste (VAC) OE-tilassa - tehokas push-pull-emitterin seuraaja [124] . 1900-luvun lopulla - 2000-luvun alussa se hallitsi ehdottomasti täydentävää kaksinapaista tekniikkaa käyttävien universaalien operaatiovahvistimien piireissä [ 120] sekä diskreettien ja integroitujen UMZCH:iden piireissä [123] [125] [56] ; Douglas Self mukaan vuoteen 2002 mennessä sitä seurasi vähintään 99 % vapautuneesta transistorista UMZCH [56] . Pienjännite- ja suurtaajuisissa operaatiovahvistimissa vallitsevat differentiaaliset kaskadit taitetuilla kaskoodeilla [98] [126] .

1980-luvulla UMZCH-suunnittelijat, jotka pitivät piirikaavion symmetriaa avaintekijänä vähäiseen vääristymiseen, ehdottivat vaihtoehtoista mallia, jossa oli kaksi tulotasavirtaa komplementaarisissa bipolaarisissa transistoreissa [127] . DC npn-tyyppisillä transistoreilla ohjasi jännitevahvistusastetta (VAC) pnp-transistoreilla OE-moodissa, DC pnp-tyyppisillä transistoreilla ohjasi npn-transistorin kaskadia [124] [128] . Kahden KUHN:n lähtösignaalit ohjasivat yhdessä yhteistä lähtöastetta [124] [128] . Teoriassa tämä kokoonpano vähentää vääristymiä ja etupään kohinaa [129] ; Käytännössä se luo käytännössä ratkaisemattomia ongelmia kahden täydentävän, mutta väistämättä erilaisen vahvistimen samanaikaisessa taajuuden korjauksessa ja samanaikaisessa linearisoinnissa, jotka on peitetty yhteisellä takaisinkytkentäsilmukalla [130] . Pulssi- ja mittaustekniikassa samanlainen työntö-pull- (täydentävä) differentiaalikaskadi, joka on ladattu kahteen taitettuun kaskoodiin, on löytänyt sovelluksen [131] . Piirin monimutkaistamisen tarkoituksena on tasata palautumisajat ylikuormituksen jälkeen negatiivisilla ja positiivisilla signaaleilla (tavanomaisessa tasavirtapiirissä nämä viiveet ovat pohjimmiltaan epäsymmetrisiä) [131] .

Precision Voltage Followers

Kolmen transistorin peruskonfiguraatio [comm. 20] differentiaaliportaan seuraaja muodostetaan ei-invertoivan differentiaaliportaan ja 100 % OOS:n peittämän emitteriseuraajan sarjakytkennällä [135] . Tällaista seuraajaa voidaan pitää lähellä ideaalia transistorin analogina, jolla on nolla jännitesiirto "kannan" ja "emitterin" välillä [136] [137] . Käytännössä kolmen transistorin piirissä on keskinkertainen THD [135] ja taajuusvaste [137] [138] . Epälineaariset vääristymät voidaan vähentää häviävän pieniksi arvoiksi korvaamalla kollektorikuorma virtapeilillä ja emitterikuorma aktiivisella virtalähteellä [135] . Taajuusaluetta on mahdollista laajentaa ja itseherätystä vaimentaa korvaamalla emitteri-seuraajatransistori Darlington-transistorilla [137] [138] . Ensimmäinen laajamittainen tällainen mikropiiri oli LM102 [138] [137] , joka kehitettiin 1970-luvun puolivälissä .

1980-luvulla [comm. 21] Tektronix - suunnittelija John Addis ehdotti konfiguraatiota nopealle (jopa 1 GHz) mittausdifferentiaaliasteelle , jonka "transistorit" olivat tarkkuustoistimia neljän transistorin Darlington-lähtötransistorikonfiguraatiossa [137] [138] . Kaskadikäyrän jyrkkyyden määritti vain nikromi [140] emitterivastuksen arvo [137] , mikä takasi kaskadin siirtokäyrän lineaarisuuden, ja näiden kahden varren tasapainottamiseksi vastukset trimmattiin laserilla [140] . Idea ilmeni Tektronix M377 IC:ssä [comm. 22] , joka mullisti mittaustekniikan suunnittelun ja josta tuli alku tarkkuusmikropiirien haaralle, joka kehittyi 1990- ja 2000-luvuilla [141] . $R_{e}$

Kertoimet, modulaattorit ja demodulaattorit

Koska bipolaaritransistorin siirtokäyrän jyrkkyys on suoraan verrannollinen kollektorivirtaan, tämän virran muutos kanta-emitterijännitteen pienestä muutoksesta on verrannollinen tuloon virran arvolla [144] . Kahden analogisen signaalin kertomistoiminnon toteuttamiseksi riittää, että käytetään differentiaaliastetta ohjatulla emitterivirtalähteellä: toinen kertojasignaaleista ( ) syötetään differentiaaliparin tuloon, toinen ( ) moduloi virtaa [ 144] . Vaimentaakseen kulkua kertojan lähtöön, jännitteet differentiaaliparin keräilijöistä syötetään toiseen differentiaalivahvistimeen - seurauksena signaalin yhteismuotoiset komponentit, jotka ovat verrannollisia arvoon , kumoavat toisensa, ja differentiaalikomponentit, jotka ovat verrannollisia arvoon , vahvistetaan [145] . Sallittu alue mitataan mV-yksiköissä, koska differentiaaliparin epälineaarisuudesta johtuen kertolaskuvirhe saavuttaa 1 % jopa ±9 mV:lla [145] . voi ottaa sekä positiivisia että negatiivisia arvoja; napaisuus (positiivinen tai negatiivinen) määräytyy käytetyn virranmuunninpiirin mukaan [145] . Tällaisia analogisia kertoimia kutsutaan kaksikvadranttikertoimiksi [145] ja niitä käytetään sekä modulaattoreina tai kytkiminä, jotka ohjaavat signaalin siirtokerrointa, että balansoituina superheterodyne-vastaanottimien sekoittimina [146] ja synkronisina ilmaisimina . $u_{d}$ $u_{d}$ $V_{x}$ ${\displaystyle V_{y))$ ${\displaystyle 2I_{0))$ ${\displaystyle V_{y))$ ${\displaystyle V_{y))$ $V_{x}V_{y}$ $V_{x}$ $V_{x}$ ${\displaystyle V_{y))$ ${\displaystyle V_{y))$

Neljän neljänneksen kertolaskussa, jossa se voi olla sekä positiivinen että negatiivinen, toteutetaan kahden peruskertoimen rinnakkaiskytkentää, jossa virtalähteitä ohjataan vastavaihesignaaleilla ja [147] . Putkipulssipiireissä Pilot ACE -tietokoneen [148] suunnittelijat käyttivät 1940-luvulla samanlaista "neljän kvadrantin" triodien piiriä, joka toteuttaa puolisummaimen toiminnon . sen lineaaritransistori vastine keksittiin vuonna 1963. Käytännössä vuonna 1970 ehdotettu konfiguraatio ohjaussignaalien logaritmisilla muuntimilla, jotka eliminoivat vahvistuksen lämpötilariippuvuuden [147] - Gilbert-kenno (radiotekniikassa - kaksoisbalansoitu sekoitin, Gilbert-sekoitin [149] ) on saanut suurimman. jakelu. Käytännössä matalilla taajuuksilla (jopa useita kymmeniä kHz) saavutettavissa oleva kertotarkkuus on vuoden 2008 tietojen mukaan noin 0,1 % (virhe ei ole huonompi kuin 10 mV 10 V:tä kohden täydestä lähtöasteikosta); nopeille kertoimille on ominaista huonoin tarkkuus satojen MHz kaistanleveydellä [150] [151] . Radiotekniikassa neljän kvadrantin soluja käytetään perinteisissä superheterodyne-sekoittimissa [152] , ja kaksoisneljäkvadranttisia soluja käytetään digitaalisten modulaattoreiden ja demodulaattoreiden synkronisissa kvadratuurisekoittimissa [153] . ${\displaystyle V_{y))$ ${\displaystyle V_{y))$ ${\näyttötyyli -V_{y))$

Schmitt trigger

Vuonna 1938 Otto Schmitt julkaisi ensimmäisen kuvauksen Schmitt-liipaisimesta [154] , kahden kynnyksen, bistabiilista epälineaarisesta kytkimestä, joka perustuu differentiaaliseen triodipariin [155] . 1950-luvulla sen versio ilmestyi bipolaarisille transistoreille (Schmitt-liipaisu emitterikytkennällä [155] ). Jännitteenjakajan kautta tapahtuvan positiivisen palautteen ansiosta Schmitt-liipaisimen differentiaaliaste saavuttaa tarvittavan hystereesin ja oikealla resistanssivalinnalla molempien transistorien läpi vuorotellen kulkevat virrat eivät johda kyllästymiseen - näin ollen saavutetaan erittäin pienet vasteviiveet. [156] . Käytännössä valinta on kuitenkin äärimmäisen vaikeaa johtuen kahden kynnyksen keskinäisestä riippuvuudesta ja transistorien lämpötilaryömimisestä; yksinkertaistamiseksi 1970-luvun suunnittelijat laativat ja käyttivät suuria taulukoita optimaalisista ratkaisuista [157] . CMOS-logiikassa käytetyssä kuuden transistorin versiossa , joka muodostuu kahdesta differentiaaliparista kahden eri johtavuustyypin transistoreissa, ei ole resistiivisiä jakajia - transistorit toimivat siinä kuormitusresistanssina, ja kynnysasetuksen määrää niiden geometristen mittojen valinta [158] . Joustavuutta kynnysarvojen asettamisessa, niiden tarkkuudessa ja vakaudessa tarjoaa vain tarkka Schmitt-liipaisin kahdessa RS-kiikkua ohjaavassa komparaattorissa [ 159] .

Emitter-coupled logiikka

Differentiaaliportaiden käyttö kytkentävirran kytkemiseen kytkentäpiireissä juontaa juurensa Alan Blumleinin töihin 1930-luvun jälkipuoliskolla. 1940-luvulla se kehittyi brittiläisten tyhjiöputkitietokoneiden katodikytketyksi logiikaksi [160] . Vuonna 1956 IBM 7030 Stretch -tietokoneen suunnittelija Hannon York sovelsi jo tunnettuja katodikytketyn logiikan periaatteita kaikki transistoripiiriin [161] . Logiikkapiirien perhettä, joka perustuu differentiaaliparin ja emitteriseuraajan yhdistelmään ja joka toimii alhaisella (yleensä bipolaarisella) syöttöjännitteellä, kutsutaan emitterikytketyksi logiikaksi (ECL) [162] .

Katodikytketyn logiikan lisäksi ESL mahdollistaa differentiaaliparien ja niitä ohjaavien virtakytkimien "pystysuuntaisen" kaskadoinnin [163] ; porttilähdöt voidaan yhdistää suoraan toteuttamaan langallisia JA [164] tai langallisia TAI [165] [166] toimintoja . Pienet katodikuormat ja pieni absoluuttisen logiikkatason heilahdus estävät transistoreja kyllästymästä, joten ESL on perinteisesti ollut nopein logiikkaperhe [167] [162] . Nopeuden hinta oli ja on edelleen korkein energiankulutus [162] [166] . Vaihtoehtoinen nopea CMOS-logiikka ylitti ESL:n vain virrankulutuksen suhteen korkeimmilla kellotaajuuksilla; 2000-luvun alkuun mennessä CMOS-logiikan parantuessa ESL menetti jalansijaa ja säilytti kapeita markkinarakoja digitaalisissa viestintäjärjestelmissä [162] .

Kommentit

↑ EKG-anturin hyödyllisen signaalin amplitudi on vain muutama mV, kun taas sähköverkon aiheuttama kohina saavuttaa 1 V:n amplitudin [9] .
↑ Tämä katodivastusten kokoonpano ei sinänsä ollut uusi. Blumleinin vuoden 1936 patentissa viitataan siihen hyvin tunnettuna "deltamuodostelmana " , toisin kuin tavallinen " tähtiyhteys " [8]
↑ Kirjallisuudessa hyväksytään kaksi vaihtoehtoista merkintää: (a) kokonaisvirta , kunkin transistorin virta ja (b) kokonaisvirta , kunkin transistorin virta . Siksi näillä indikaattoreilla toimivat samat kaavat voivat vaihdella eri lähteissä. Samoin lähtöparametreja kuvaavat kaavat vaihtelevat sen mukaan, onko kyseessä kahden kollektorin välinen differentiaalilähtö vai vain toinen kahdesta kollektorista. ${\displaystyle 2I_{0))$ $minä_{{0}}$ $minä_{{0}}$ $I_{0}{/2$
↑ Tässä osiossa indeksejä (kanta) ja (keräilijä) käytetään vain, koska se on kaksinapainen malli, joka kuvaa tekstiä. Osion sisältö koskee yhtä lailla kenttätransistoreja ja lamppuja; kunkin instrumenttityypin yksilölliset ominaisuudet kuvataan seuraavissa osissa. $b$ $c$
↑ Likimääräisen, ei tarkan, yhtäläisyyden merkki on seurausta nollasta poikkeavista kantavirroista. Emitterivirtojen summa on täsmälleen yhtä suuri kuin , mutta kollektorivirtojen summa eroaa tästä arvosta kantavirtojen summalla [17] . ${\displaystyle 2I_{0))$
↑ Vertailun vuoksi 1970-luvun lopulla kehitetyissä tarkkuusbipolaarisissa operaatiovahvistimissa bias-jännite oli noin 1 mV ja lämpötilapoikkeama 0,2 - 2 μV / K [22] .
↑ Aktiivitilassa havaitaan merkittäviä poikkeamia eksponentiaalisesta mallista esimerkiksi erityisen korkeilla kollektorin ja emitterin virroilla (tarkemmin sanottuna virrantiheydillä), kun jännitehäviö kiteen ohmisen resistanssin yli ei enää voi olla laiminlyöty. Differentiaaliasteita ei käytetä tässä tilassa.
↑ Kaskokoodipiirissä on kaksi tällaista haaraa jokaiselle transistorille, monimutkaisissa kaskokoodipiireissä - kolme tai neljä. Emitterivirran osan katoaminen ei sinänsä ole ongelma; paljon pahempaa, että sen arvo riippuu voimakkaasti lämpötilasta. Tämä synnyttää huomattavan lämpötilapoikkeaman vahvistukseen, mikä ei ole hyväksyttävää tarkkuusinstrumentointivahvistimissa [32] .
↑ Tämän jälkeen huomioidaan vain piitransistorit.
↑ Simulaatiotulos Microsim BS170-diskreeteille transistoreille, joiden vaihesyöttövirta on 10 mA, vaihesyöttöjännite +12V/-12V ja kuormitusvastukset 1 kΩ. Simuloinnin tarkoituksena oli siirtokertoimen graafinen esitys (ensimmäinen siirtokäyrän derivaatta), joka on kuvattu lähteessä kvalitatiivisesti. Ensimmäinen graafi (itse siirtoominaisuus) toistaa kvalitatiivisesti lähteen kaavion [37]
↑ Ei impulssi.
↑ Ilman takaisinkytkentää olevan kaskadin siirtokäyrä kuvataan hyperbolisen tangentin funktiolla. Kaskadin siirtokäyrän NFB:n kanssa ei voida esittää analyyttisesti ; se voidaan mitata vain instrumentaalisesti tai laskea numeerisilla menetelmillä [57] .
↑ Virta-jännite-ominaisuuksien analyysistä seuraa, että optimaalinen pinta-alojen suhde on . Käytännössä ohmisen siirtymäresistanssin vaikutuksesta, joita ei oteta huomioon yksinkertaisimmassa mallissa, optimaalinen suhde on jonkin verran suurempi; sarjatuotannossa käytetään suhdetta [64] . $1:2+{\sqrt {3}}=1:3,73$ ${\näyttötyyli 1:4}$
↑ Kaikki esitetyt tekniikat soveltuvat myös kaskadeihin, joissa on balansoitu lähtö, jos virtapeili korvataan kahdella identtisellä virtalähteellä.
↑ Tarkemmin sanottuna varhainen jännite on tietyn kollektorivirran sisäisen resistanssin mitta.
↑ Tietze ja Schenk toimivat numeerisilla arvoilla, jotka ovat tyypillisiä pienjännitevahvistimille, joiden syöttöjännite on 5 V ja rajoittava jännitehäviö kuorman yli 2,5 V. Tässä tapauksessa rajaa rajoittaa ylhäältä arvo noin 40 dB; korkeammilla syöttöjännitteillä ja suuremmilla jännitehäviöillä kuorman yli, lisäys yli 40 dB on mahdollista. ${\displaystyle K_{d}=-U_{L}/\phi _{t))$ $K_{{d}}$
↑ Matalalle kuormitusvastukselle (ja siten alhaiselle vahvistukselle)
↑ Tyypillisissä 1900-luvun lopun ULF:issä tuloaste rakennettiin pnp-transistoreille, jotta voidaan käyttää korkealaatuisia npn-transistoreita kriittisimmässä toisessa vaiheessa (jännitevahvistusaste, KUHN).
↑ Aiemmin, vuonna 1941, palontorjuntajärjestelmien suunnittelija Karl Schwarzel haki "summausvahvistinta", joka on luultavasti historian ensimmäinen operaatiovahvistin. Schwarzel-vahvistimessa ei kuitenkaan käytetty differentiaalista, vaan yksitahtituloastetta [113] .
↑ Jopa englanniksi tällä kokoonpanolla ei ole omaa vakiintunutta nimeä. Brittiläinen Douglas Self kutsuu sitä Schloetzauerin suunnitelmaksi . Schlotzaur-piiri [135] . Amerikkalainen Jonah Addis kirjoitti vuonna 1993, että "sen "virallisesta" nimestä huolimatta Tektronixin suunnittelijat viittasivat siihen yksinkertaisesti "toistinpuskurina " . yksikkövahvistuspuskuri, UGB [32] .
↑ Addisin mukaan M377-projekti alkoi vuonna 1982 [32] ja täydellinen kuvaus sen piireistä julkaistiin vuonna 1988 [139] .
↑ M377 sisälsi noin 700 [139] npn-transistoria (eikä ainuttakaan pnp:tä) sirulla - koko korkealaatuinen oskilloskoopin tulokanava 800 MHz:n kaistanleveydellä: differentiaalivahvistin, askelvahvistuksen säätö, tasainen vahvistuksen säätö , ja kaksi kytkettävää suodatinta, jotka rajoittavat kaistanleveyden lähetystä [141] [142] . Piirin symmetrian sekä Schottky-diodien ja painolastivirtalähteiden kehittyneen rungon ansiosta M377-tulovahvistimeen ei käytännössä kohdistunut lämpöryömitystä, ja sen palautumisaika oli ennätysalhainen ylikuormituksen poistamisen jälkeen. Tektronix Discrete -levyssä käytettiin 32 trimmeriä [143] vain lämpöpoikkeaman neutraloimiseen ; M377:n kanavakortti sisälsi vain yhden trimmerin [141] .

Muistiinpanot

↑ 1 2 Stepanenko, 1977 , s. 439.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 368.
↑ Shkritek, 1991 , s. 68.
↑ 1 2 Stepanenko, 1977 , s. 399-401.
↑ 1 2 3 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 403.
↑ Self, 2002 , s. 74.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 432.
↑ 1 2 A. D. Blumlein. US-patentti 2185367 (Brittiläinen 482,740). Termionisen venttiilin vahvistuspiiri . Yhdysvaltain patenttivirasto (1940). Haettu 8. elokuuta 2019. Arkistoitu alkuperäisestä 28. kesäkuuta 2019. (määrätön)
↑ Staric ja Margan, 2007 , s. 3.71.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 Jung, 2005 , s. 773.
↑ Schmitt, O. Thermionic trigger // J. Sci. Instrum.. - 1938. - Voi. 15, nro 1. - s. 24-26.
↑ Jung, 2005 , s. 774.
↑ Jung, 2005 , s. 775.
↑ Jung, 2005 , s. 778.
↑ Jung, 2005 , s. 780.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 370.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 369.
↑ 1 2 Gavrilov, 2016 , s. 142.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 371.
↑ 1 2 3 Gavrilov, 2016 , s. 47.
↑ 12 Huijsing , 2011 , s. 63.
↑ Polonnikov, 1983 , s. 44.
↑ 1 2 3 4 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 374.
↑ 1 2 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-26.
↑ 1 2 3 4 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 380.
↑ 1 2 3 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 376.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 61.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-24.
↑ 1 2 3 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 372.
↑ 1 2 3 4 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-25.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 373.
↑ 1 2 3 Addis, 1993 , s. 118.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 565.
↑ Shkritek, 1991 , s. 68-69.
↑ 1 2 Gavrilov, 2016 , s. 143.
↑ Shilo, 1979 , s. 51.
↑ 1 2 3 4 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 381.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 379.
↑ Batushev, 1969 , s. 84.
↑ Batushev, 1969 , s. 82.
↑ 1 2 3 Blencowe, M. The AC Coupled Long-Tailed Pair (2010). Haettu 8. elokuuta 2019. Arkistoitu alkuperäisestä 10. elokuuta 2019. (määrätön)
↑ Vogel, 2008 , s. 216-217.
↑ Vogel, 2008 , s. 220.
↑ 12 Vogel , 2008 , s. 221.
↑ Jones, 2003 , s. 131.
↑ 12 Jones , 2003 , s. 132.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 423.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 415.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 417.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 418.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 150.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 242.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 421.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 422.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 422-423.
↑ 1 2 3 Itse, 2002 , s. 32.
↑ 1 2 3 4 5 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 378.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-36.
↑ 1 2 3 Shkritek, 1991 , s. 70.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 404.
↑ 1 2 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-37.
↑ Gavrilov, 2016 , s. 193-194, 197-198.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 382.
↑ 1 2 3 4 5 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-38.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-39.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 420.
↑ 1 2 3 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 383.
↑ 1 2 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-34.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 384.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 411.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 411-414.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-34 ... 4-35.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 395.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 400-401.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-34 ... 4-36.
↑ 1 2 3 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 396.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 397. Yllä olevassa esimerkissä valittujen jännitysarvojen vuoksi Earley ei kasva kahdella, vaan kolmella kertaa. ${\näyttötyyli K_{d))$
↑ 1 2 3 Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 401.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 400.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 430.
↑ 1 2 Itse, 2002 , s. 84.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 419.
↑ 1 2 Stepanenko, 1977 , s. 444.
↑ Li R. RF Circuit Design. - Wiley, 2014. - S. 10-173. — ISBN 9781118309919 .
↑ 1 2 Stepanenko, 1977 , s. 445.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 394.
↑ Shkritek, 1991 , s. 69.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 397.
↑ Gavrilov, 2016 , s. 48.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-27.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-29 ... 4-30.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-30.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 430-431.
↑ 1 2 3 4 5 6 Huijsing, 2011 , s. 67.
↑ Jung, 2005 , s. 31.
↑ Jung, 2005 , s. 32.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 410-411.
↑ 1 2 3 4 Jung, 2005 , s. 40.
↑ 1 2 Baker, 2010 , s. 151.
↑ 1 2 Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-39 (muita, laadullisesti yhteensopivia arvioita on annettu).
↑ Jung, 2005 , s. 40-41.
↑ Baker, 2010 , s. 150.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 562-564.
↑ Jung, 2005 , s. 41-42.
↑ Baker, 2010 , s. 149.
↑ Wai-Kai Chen, 2003 , s. 4-39 ... 4-40.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 561-562.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 431.
↑ Duncan, 1996 , s. 103.
↑ Self, 2002 , s. 59-60.
↑ Duncan, 1996 , s. 105-106.
↑ Shkritek, 1991 , s. 70-71.
↑ Jung, 2005 , s. 777.
↑ Jung, 2005 , s. 779.
↑ Jung, 2005 , s. 782-783.
↑ Jung, 2005 , s. 805.
↑ Jung, 2005 , s. 806-808.
↑ Jung, 2005 , s. 810-813.
↑ Jung, 2005 , s. 34.
↑ 12 Jung , 2005 , s. 102.
↑ Jung, 2005 , s. 106.
↑ Duncan, 1996 , s. 99.
↑ 1 2 Duncan, 1996 , s. 96.
↑ 1 2 3 4 Duncan, 1996 , s. 104.
↑ Danilov, 2004 , s. 56-57.
↑ Jung, 2005 , s. 103.
↑ Duncan, 1996 , s. 105.
↑ 1 2 Itse, 2009 , s. 130-131.
↑ Itse, 2009 , s. 131.
↑ Itse, 2009 , s. 133.
↑ 1 2 Shkritek, 1991 , s. 71.
↑ 1 2 Itse, 2002 , s. 79-80.
↑ Staric ja Margan, 2007 , s. 5,118-5,119.
↑ Staric ja Margan, 2007 , s. 5.119-5.120.
↑ 1 2 3 4 Itse, 2002 , s. 79.
↑ Staric ja Margan, 2007 , s. 5.118.
↑ 1 2 3 4 5 6 Addis , 1988 nro 8, s. 27.
↑ 1 2 3 4 Staric ja Margan, 2007 , s. 5.119.
↑ 1 2 Addis , 1988 nro 8, s. 23.
↑ 1 2 Addis , 1988 nro 9, s. 43.
↑ 1 2 3 Staric ja Margan, 2007 , s. 5.117.
↑ Addis , 1988 nro 8, s. 23, 27.
↑ Addis, 1993 , s. 117.
↑ 1 2 Titze ja Schenk, osa 2, 2008 , s. 55.
↑ 1 2 3 4 Titze ja Schenk, osa 2, 2008 , s. 56.
↑ Titze ja Schenk, v.2, 2008 , s. 784-798.
↑ 1 2 Titze ja Schenk, osa 2, 2008 , s. 57.
↑ Copeland J. B . Puolisummain ja summain // Alan Turingin elektroniset aivot: taistelu ACE:n, maailman nopeimman tietokoneen, rakentamiseksi. - Oxford University Press , 2012. - 576 s. — ISBN 9780191625862 .
↑ Titze ja Schenk, v.2, 2008 , s. 799.
↑ Titze ja Schenk, v.2, 2008 , s. 59.
↑ Bryant, 2006 , s. 3.
↑ Titze ja Schenk, v.2, 2008 , s. 799-809.
↑ Titze ja Schenk, v.2, 2008 , s. 809-811.
↑ Harkness J. A Lifetime of Connections. Otto Herbert Schmitt, 1913–1998 // Fysiikka näkökulmasta. - 2002. - nro 4. - s. 456-490.
↑ 1 2 Tietze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 669.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 670.
↑ Taylor DS Taulukko 8. Schmitt Trigger Circuits // Transistoripiirien suunnittelutaulukot. - Butterworth-Heinemann, 2013 (alkuperäisen 1971 uusintapainos). - s. 86, 89-118. — ISBN 9781483144504 .
↑ Filanovsky, IM, Baltes H. CMOS Schmitt Trigger Design // IEEE Transactions on Circuits and Systems - Fundamental Theory and Applications. - 1999. - Voi. 41, nro 1. - s. 46-49.
↑ Titze ja Schenk, osa 1, 2008 , s. 680.
↑ Copeland J. B . Alan Blumlein ja pitkähäntäinen pari // Alan Turingin elektroniset aivot: taistelu ACE:n, maailman nopeimman tietokoneen, rakentamiseksi. - Oxford University Press , 2012. - 576 s. — ISBN 9780191625862 .
↑ Pugh EW rakentaa IBM:tä: Toimialan ja sen teknologian muokkaaminen. - MIT Press. - 1995. - s. 234. - ISBN 9780262161473 .
↑ 1 2 3 4 Muroga, 2003 , s. 13-1.
↑ Muroga, 2003 , s. 13-7.
↑ Muroga, 2003 , s. 13-6.
↑ Muroga, 2003 , s. 13-3.
↑ 1 2 Titze ja Schenk, osa 2, 2008 , s. 705.
↑ Titze ja Schenk, v.2, 2008 , s. 702-705.

Kirjallisuus

Päälähteet

Tietze U. , Shenk K. Puolijohdepiirit. Osa I. - 12. painos. - M. : DMK-Press, 2008. - 832 s. — ISBN 5940741487 .
Tietze U. , Shenk K. Puolijohdepiirit. Osa II. – 12. painos. - M. : DMK-Press, 2008. - 942 s. — ISBN 5940741487 .
Wai Kai Chen. Analogiset piirit ja laitteet . - CRC Press, 2003. - ISBN 9780203008812 .

Historialliset arvostelupainokset

Aleksenko, A. G., Kolombet, E. A., Starodub, G. I. Tarkkuusanalogisten mikropiirien soveltaminen. - 2. painos - Moskova: "Radio ja viestintä", 1985. - 256 s. – 50 000 kappaletta.
Batushev V. A. Elektroniset laitteet. - M . : Korkeakoulu, 1969. - 608 s. – 90 000 kappaletta.
Stepanenko IP Transistorien ja transistoripiirien teorian perusteet. - 4. painos, tarkistettu ja laajennettu. - M . : Energia , 1977. - 672 s.
Tsykin G.S. Elektroniset vahvistimet. – 2. painos. - M . : Svyazizdat, 1963. - 512 s. - 21 000 kappaletta.
Shilo VL Lineaariset integroidut piirit radioelektroniikkalaitteissa. - M . : Neuvostoliiton radio, 1979. - 368 s.
Shkritek P. Äänipiirien viiteopas. - M .: Mir, 1991. - ISBN 5030016031 .

Sovelluksen erityiskysymykset

Baker B. Mitä digitaalisen insinöörin tulee tietää analogisista piireistä. - M. : Dodeka-XXI, 2010. - ISBN 9785941201709 .
Gavrilov S. A. Piiri. Master Class. - Pietari. : Tiede ja teknologia, 2016. - 384 s. — ISBN 9785943878695 .
Danilov A. A. Matalataajuiset tarkkuusvahvistimet. - M . : Hot line-Telecom, 2004. - 352 s. — ISBN 5935171341 .
Polonnikov D. E. Operaatiovahvistimet. Rakentamisen periaatteet, teoria, piirit. - M .: Energoatomizdat, 1983. - 216 s.
Timonteev, V. N., Velichko, L. M., Tkachenko, V. A. Analogiset signaalin kertojat radioelektroniikkalaitteissa. - Moskova: Radio ja viestintä, 1982. - 114 s. – 12 000 kappaletta.
Addis J. Monipuolinen analoginen siru oskilloskooppilaajennuksiin // Electronics Engineering ; 1988. - Ei. 8. - s. 23-28; ei. 9. - s. 37-43.
Addis J. Hyvä suunnittelu ja nopeat pystysuuntaiset vahvistimet // Analoginen piirisuunnittelu: taide, tiede ja persoonallisuudet / toim. Jim Williams . - Newnes, 1993. - P. 107-122. — 408 s. — ISBN 9781483105154 .
Bryant J. Analoginen laskenta digitaaliaikana . - Analoginen dialogi. - 2006. - Ei huhtikuuta. - s. 1-12.
Cordell B. Audiotehovahvistimien suunnittelu. - McGraw-Hill, 2011. - ISBN 9780071640244 .
Duncan B. Suorituskykyiset äänen vahvistimet. - Newnes, 1996. - ISBN 9780750626293 .
Huppu JL . Venttiili- ja transistoriäänivahvistimet. — Newnes, 2006. —ISBN 0750633565.
Huijsing, Johan. Operaatiovahvistimet: teoria ja suunnittelu ] . - Springer Science & Business Media, 2011. - 408 s. — ISBN 9400705964 . — ISBN 9789400705968 .
Jones M. Valve Amplifiers . – 3. painos. - Newnes, 2003. - 617 s. — ISBN 0750656948 . — ISBN 9780750656948 .
Jung W. . Op Amp -sovellusten käsikirja. -Analogiset laitteet/Elsevier, 2005. -ISBN 0916550265. —ISBN 0750678445.
Muroga S. Emitter-Couple Logic // Logic Design / toim. Wai Kai Chen. - CRC Press, 2003. - ISBN 9780203010150 .
Itse D. . Äänitehovahvistimen suunnittelun käsikirja. – 3. painos - Newnes, 2002. - 427 s. —ISBN 0750656360. —ISBN 9780080499611.
Itse D. . Äänitehovahvistimen suunnittelun käsikirja. – 5. painos — Taylor & Francis, 2009. —ISBN 9780240521626.
Staric P., Margan E. Laajakaistavahvistimet. - Springer, 2007. - 630 s. — ISBN 9780387283418 .
Vogel B. Kuinka saada voittoa: Viitekirja triodeista audioesivahvistimissa. - Springer, 2008. - 312 s. — ISBN 9783540695059 .